јнал—÷з функц—÷ональних схем, основн—÷ елементи систем автоматичного регулюванн€ п—÷дсиленн€

курсова€ работа:  оммуникации и св€зь

ƒокументы: [1]   Word-104986.doc —траницы: Ќазад 1 ¬перед











јЌјЋ–∆« ‘”Ќ ÷–∆ќЌјЋ№Ќ»’ —’≈ћ, ќ—Ќќ¬Ќ–∆ ≈Ћ≈ћ≈Ќ“» —»—“≈ћ ј–ѕ

1. «агальна характеристика та анал—÷з функц—÷ональних схем систем регулюванн€ п—÷дсиленн€


–—÷зновиди систем ј–ѕ

јвтоматичне регулюванн€ п—÷дсиленн€ призначене дл€ п—÷дтримки р—÷вн€ вих—÷дного сигналу прийомного пристрою або п—÷дсилювача поблизу де€кого ном—÷нального значенн€ при зм—÷н—÷ р—÷вн€ вх—÷дного сигналу. јвтоматичне виконанн€ ц—÷—‘—„ функц—÷—„ необх—÷дно тому, що зм—÷ни р—÷вн€ вх—÷дного сигналу можуть в—÷дбуватис€ хаотично —÷ досить швидко. –учне регулюванн€ п—÷дсиленн€ використову—‘тьс€ лише дл€ установки р—÷вн€ вих—÷дного сигналу, що повинний п—÷дтримуватис€ системою ј–ѕ.

–ƒ багато причин, через €к—÷ р—÷вень вх—÷дного сигналу безупинно зм—÷ню—‘тьс€ [8]:

- зм—÷на в—÷дстан—÷ м—÷ж джерелом випром—÷нюванн€ —÷ приймальним пристро—‘м;

- зм—÷на умов поширенн€ рад—÷охвиль;

- —÷нтерференц—÷€ рад—÷охвиль, що прийшли в м—÷iе прийому по р—÷зних

шл€хах;

- перебудова приймача з одн—÷—‘—„ станц—÷—„ на —÷ншу;

- зм—÷на вза—‘моспр€мованост—÷ приймальних —÷ передавальних антен —÷ т.д.

” рад—÷озв'€зку напруга сигналу на вход—÷ приймача може зм—÷н€тьс€ в 106 раз —÷ б—÷льше. ¬их—÷дна напруга приймача при цьому не повинна зм—÷нюватис€ б—÷льш н—÷ж у 1,2 √Ј 3 рази. ÷€ вимога дикту—‘тьс€ €к припустимими перекручуванн€ми —÷нформац—÷йно—„ складово—„ сигналу в тракт—÷ прийомного пристрою, так —÷ в—÷дсутн—÷стю перевантажень його каскад—÷в, що можуть привести до тривалих утрат чутливост—÷. ѕри цьому сама система ј–ѕ не повинна викликати надм—÷рних перекручувань огинаючо—„ сигналу або призводити до по€ви паразитно—„ ампл—÷тудно—„ модул€ц—÷—„ сигналу, тобто система ј–ѕ повинна бути ст—÷йкою.

¬ —÷деальному випадку вих—÷дна напруга приймача (п—÷дсилювача) повинна залишатис€ незм—÷нною п—÷сл€ дос€гненн€ де€кого значенн€ Uвих min, що забезпечу—‘ нормальну роботу к—÷нцево—„ апаратури. ÷е значить, що коеф—÷ц—÷—‘нт п—÷дсиленн€ повинний зм—÷нюватис€ за законом [9]



–еальн—÷ системи ј–ѕ в—÷дпов—÷дають цьому сп—÷вв—÷дношенню з великим або меншим наближенн€м.

—истеми ј–ѕ можуть бути зворотн—÷ми —÷ пр€мими. «воротн—÷ системи ј–ѕ —‘ системами з—÷ зворотним зв'€зком тј‘ у них точка зн—÷манн€ напруги дл€ формуванн€ регулюючого впливу розташована дал—÷ в—÷д входу приймача, чим точка прикладенн€ регулюючого впливу. –∆накше кажучи, це системи з регулюванн€м "назадї. ” пр€мих системах ј–ѕ точка зн—÷манн€ напруги дл€ запуску схеми ј–ѕ розташована ближче до входу приймача, чим точка прикладенн€ регулюючого впливу. ÷—÷ системи не утворюють кола зворотнього зв'€зку —÷ —‘ системами з регулюванн€м "упередї.  ожна з цих систем ма—‘ переваги —÷ недол—÷ки.

«воротн—÷ системи ј–ѕ не можуть дати повно—„ сталост—÷ вих—÷дно—„ напруги, тому що воно —‘ вх—÷дним дл€ системи ј–ѕ —÷ повинне м—÷стити —÷нформац—÷ю дл€ в—÷дпов—÷дно—„ зм—÷ни регулюючого впливу.  р—÷м того, вони не можуть забезпечити одночасно велику глибину регулюванн€ (Uвих т…» const) —÷ високу швидкод—÷ю з м—÷ркувань ст—÷йкост—÷. ќднак ц—÷ системи захищають в—÷д перевантажень ус—÷ каскади приймача, розташован—÷ дал—÷ в—÷д входу, чим точка прикладенн€ регулюючого впливу, а сам—÷ ланцюги ј–ѕ —‘ п—÷д впливом сигналу з—÷ стиснутим динам—÷чним д—÷апазоном —÷ також не п—÷ддан—÷ перевантаженн€м.

ѕр€м—÷ системи ј–ѕ принципово можуть забезпечити —÷деальне регулюванн€, тобто Uвих т…»const при Uвих т…е Uвих min —÷ €к завгодно високу швидкод—÷ю. ќднак практично це не дос€га—‘тьс€, тому що ступ—÷нь сталост—÷ вих—÷дно—„ напруги обумовлений конкретними даними елемент—÷в ланцюга ј–ѕ —÷ ланцюг—÷в прийомного пристрою, п—÷дданих технолог—÷чним розкидам, тимчасовим —÷ режимним зм—÷нам. Ћанцюг ј–ѕ захища—‘ в—÷д перевантажень т—÷льки т—÷ каскади, що розташован—÷ дал—÷ точки прикладенн€ регулюючого впливу, —÷ сам —‘ п—÷д впливом сигналу —÷з широким динам—÷чним д—÷апазоном, тобто п—÷дданий перевантаженн€м —÷ повинен м—÷стити внутр—÷шн—÷ зворотн—÷ системи ј–ѕ. ” цьому випадку система ј–ѕ практично перетворю—‘тьс€ в окремий канал прийомного пристрою, не менш складний, чим його основний канал.

”с—÷ ц—÷ причини призвод€ть до того, що в даний час б—÷льше поширенн€ одержали зворотн—÷ системи ј–ѕ. ќчевидно, кращ—÷ результати може дати застосуванн€ комб—÷новано—„ системи ј–ѕ, що включа—‘ в себе ланцюги зворотньо—„ —÷ пр€мо—„ ј–ѕ з переважаючим впливом зворотнього ланцюга ј–ѕ. ‘ункц—÷ональна схема тако—„ комб—÷новано—„ системи ј–ѕ приведена на рис. 1.


–ис 1. ‘ункц—÷ональна схема комб—÷новано—„ системи ј–ѕ


«воротн€ система ј–ѕ утворю—‘тьс€ детектором ј–ѕ ƒј–ѕ 1 , ф—÷льтром ‘1 —÷ вс—÷ма каскадами основного тракту, розташованими м—÷ж точкою прикладенн€ регулюючо—„ напруги Uр1 —÷ виходом блоку високо—„ частоти (Ѕ¬„).

¬ пр€му систему ј–ѕ вход€ть детектор ƒ ј–ѕ 2 , ф—÷льтр ‘2 —÷ п—÷дсилювач пост—÷йно—„ напруги ” ј–ѕ 2 . –егулююча напруга Uр2 вводитьс€ в Ѕ¬„ —÷ в п—÷дсилювач низько—„ частоти - ѕЌ„ (останн—‘ не обов'€зково —÷ використову—‘тьс€ р—÷дко). ‘—÷льтри ‘1, ‘2 додають ланцюгам ј–ѕ необх—÷дну —÷нерц—÷йн—÷сть, обумовлену €к розум—÷нн€ми ст—÷йкост—÷ (ј–ѕ1), так —÷ в—÷дсутност—÷ демодул€ц—÷—„ јћ-сигнала (ј–ѕ1, ј–ѕ2). –оль ф—÷льтр—÷в ‘1 —÷ ‘2 можуть грати навантажувальн—÷ ланцюги в—÷дпов—÷дних детектор—÷в. –егулююч—÷ напруги Uр1 —÷ Uр2 м—÷ст€ть складов—÷, що зм—÷нюютьс€ з частотами паразитно—„ ампл—÷тудно—„ модул€ц—÷—„ вх—÷дного сигналу, обумовлено—„ перерахованими ран—÷ше причинами, але не м—÷ст€ть складових, що зм—÷нюютьс€ з частотою корисно—„ модул€ц—÷—„. ÷—÷ складов—÷ безперешкодно проход€ть через основний тракт рад—÷оприймального пристрою, вид—÷л€ютьс€ детектором ƒ и п—÷дсилюютьс€ п—÷дсилювачем низько—„ частоти, утворюючи вих—÷дну напругу приймача U вих. Ќ„. «вичайно нема—‘ необх—÷дност—÷ знижувати посиленн€ слабких сигнал—÷вU вх > U вх min, що не створюють перевантажень приймача —÷ не забезпечують ном—÷нально—„ вих—÷дно—„ напруги нав—÷ть при максимальному посиленн—÷ Ѕ¬„ —÷ ѕЌ„. ƒл€ доданн€ ланцюгам ј–ѕ граничних "астивостей, тобто включенн€ —„х т—÷льки при визначен—÷й ампл—÷туд—÷ сигналу, ланцюг ј–ѕ замикають примусовим зсувом —÷ в—÷дмикають т—÷льки п—÷сл€ того, €к напруга сигналу перевищить напругу запиранн€. «вичайна напруга запиранн€ (¬лзатримкиї) пода—‘тьс€ на детектори або п—÷дсилювач—÷ ј–ѕ. Ќа рис. 3.1 це напруги ≈з1 —÷ ≈ з ѕод—÷бн—÷ системи ј–ѕ називаютьс€ затриманими. «атримка може бути введена по середньому значенню сигналу або по максимуму. якщо пост—÷йна часу навантажувального ланцюга, ƒј–ѕ 1, менше пер—÷оду повторенн€ —÷мпульс—÷в (при —÷мпульсному сигнал—÷) —÷ д—÷од ƒ ј–ѕ 1 , замкнений напругою затримки ≈31, то при Uвих < ≈31 система ј–ѕ буде роз—÷мкнута. ѕри U вих >≈31 д—÷од ƒј–ѕ 1 в—÷дкрива—‘тьс€ кожним —÷мпульсом, що задовольн€—‘ ц—÷й умов—÷, —÷ п—÷сл€ ф—÷льтрац—÷—„ у ф—÷льтр—÷ ‘1 виробл€—‘тьс€ регулююча напруга Uр1 , пропорц—÷йна ампл—÷туд—÷ максимального —÷мпульсу. ÷е система ј–ѕ по максимуму сигналу, що прагне п—÷дтримати пост—÷йним максимальне значенн€ вих—÷дно—„ напруги.

” систем—÷ ј–ѕ2 напругою затримки ≈з2 закритий п—÷дсилювач пост—÷йно—„ напруги ” ј–ѕ ¬—÷н в—÷дкри—‘тьс€ т—÷льки тод—÷, коли випр€млена —÷ проф—÷льтрована ф—÷льтром ‘2 напруга перевищить ≈з ÷€ напруга пропорц—÷йна середньому значенню вх—÷дного сигналу. ” такий спос—÷б створю—‘тьс€ система ј–ѕ по середньому значенню, що прагне п—÷дтримати незм—÷нним середн—‘ значенн€ вих—÷дно—„ напруги. Ќа рис. 3.1 у ланцюз—÷ ј–ѕ 1 нема—‘ спец—÷ального п—÷дсилювача н—÷ в ланцюгах високо—„ частоти, н—÷ на пост—÷йному струм—÷. ÷е не посилена система ј–ѕ. —истема ј–ѕ 2 - посилена, тому що м—÷стить п—÷дсилювач ” ј–ѕ 2 посилюючий сигнал у ланцюз—÷ ј–ѕ 2 (регулююча напруга). ѕосилен—÷ системи ј–ѕ мають б—÷льшу глибину регулюванн€ —÷ здатн—÷ забезпечувати менший динам—÷чний д—÷апазон вих—÷дного сигналу.

« принципу д—÷—„ системи ј–ѕ виплива—‘, що при слабкому сигнал—÷ коеф—÷ц—÷—‘нт п—÷дсиленн€ приймача максимальний. ѕри цьому на виход—÷ прослуховуютьс€ шуми, створен—÷ зовн—÷шн—÷ми перешкодами —÷ "асними флуктуац—÷йними процесами в каскадах рад—÷оприймального пристрою. ” де€ких випадках це небажано —÷ тод—÷ використову—‘тьс€ безшумова система ј–ѕ (рис. 2). јвтогенератор √ генеру—‘ коливанн€ досить високо—„ частоти, €к—÷ знаход€тьс€ поза межами смуги пропусканн€ ѕЌ„. ÷—÷ коливанн€ детектуютьс€ детектором ƒг —÷ випр€млена напруга замика—‘ один з каскад—÷в ѕЌ„. « по€вою сигналу за умови Uвих> ≈3 замика—‘тьс€ система ј–ѕ —÷ почина—‘ виробл€ти напругу U, що приклада—‘тьс€ до електрод—÷в активного приладу генератора √ и зрива—‘ його коливанн€. ѕри цьому зн—÷ма—‘тьс€ напруга, що замика—‘ ѕЌ„, —÷ сигнал почина—‘ надходити на вих—÷д.



–ис. „асове регулюванн€ п—÷дсиленн€ („–ѕ)


“ака функц—÷ональна схема приведена на рис. 3. ѕусковий —÷мпульс 1 в—÷д модул€тора –Ћ—, генеру—‘мий одночасно з зондувальним —÷мпульсом, запуска—‘ генератор регулюючо—„ напруги (√–Ќ). ” початковий момент часу напруга U р взагал—÷ може замикати прийомний тракт, зд—÷йснюючи "бланкуванн€ї приймача. ѕот—÷м по м—÷р—÷ зменшенн€ U р п—÷дсиленн€ приймача зб—÷льшу—‘тьс€, доход€чи до максимально можливого. “аким чином п—÷дсиленн€ ви€вл€—‘тьс€ зв'€заним з дальн—÷стю. ¬изначена форма —÷ швидк—÷сть зм—÷ни Uр (t) встановлюютьс€ в залежност—÷ в—÷д конкретних умов. —истема „–ѕ —‘ автономною, не зв'€заною з —÷нтенсивн—÷стю вх—÷дного сигналу в кожен даний момент часу.

ѕо ступен—÷ швидкод—÷—„ розр—÷зн€ють —÷нерц—÷йн—÷ ј–ѕ —÷ швидкод—÷юч—÷ ј–ѕ (Ўј–ѕ). —туп—÷нь швидкод—÷—„ визнача—‘тьс€ в—÷дносно швидкост—÷ зм—÷ни —÷нтенсивност—÷ сигналу. ¬исока швидкод—÷€ не дозвол€—‘ одержати велико—„ глибини регулюванн€ з розум—÷нь ст—÷йкост—÷, тому дл€ дос€гненн€ загально—„ велико—„ глибини регулюванн€ приходитьс€ застосовувати к—÷лька посл—÷довних к—÷лець Ўј–ѕ (рис. 4. ѕосл—÷довн—÷ к—÷льц€ Ўј–ѕ), причому найчаст—÷ше одне к—÷льце охоплю—‘ всього один п—÷дсилюючий каскад.



–ис. 3.‘ункц—÷ональна схема —÷мпульсно—„ системи ј–ѕ

–ис. 4. ѕосл—÷довн—÷ к—÷льц€ Ўј–ѕ



÷ифрова ј–ѕ (÷ј–ѕ) ма—‘ р€д переваг перед звичайними аналоговими системами [8,9]:

- незалежн—÷сть тривалост—÷ процесу встановленн€ необх—÷дного п—÷дсиленн€ в—÷д р—÷вн€ вх—÷дного сигналу;

- незалежн—÷сть регулюючих характеристик в—÷д розброс—÷в —÷ конкретних "астивостей ланцюга ј–ѕ —÷ регулю—‘мого п—÷дсилювача (при ц—÷лком цифровому виконанн—÷);

- можлив—÷сть встановленн€ необх—÷дного п—÷дсиленн€ п—÷сл€ прийому першого —÷мпульсу;

- астатизм —÷ збереженн€ встановленого п—÷дсиленн€ при перервах у прийом—÷ сигналу.

ѕобудова зворотно—„ системи ÷ј–ѕ —÷люстру—‘тьс€ функц—÷ональною схемою ( рис. 5. ‘ункц—÷ональна схема зворотньо—„ системи ÷ј–ѕ ). ¬их—÷дна напруга в—÷деоп—÷дсилювача перетворю—‘тьс€ у дв—÷йковий код у перетворювач—÷ напруга тј‘ код (ѕЌ ).  од вих—÷дно—„ напруги N вих пор—÷вню—‘тьс€ з еталонним кодом Nе в схем—÷ пор—÷вн€нн€ код—÷в (—ѕ ), у результат—÷ чого утворю—‘тьс€ код неузгодженост—÷ т»∆N. ѕом—÷тимо, що —ѕ  тј‘ не що —÷нше, €к цифровий граничний пристр—÷й, а еталонний код тј‘ цифровий аналог напруги затримки. ” результат—÷ порозр€дного усередненн€ в схем—÷ усередненн€ —÷ запам'€товуванн€ (—”«) (цифровий аналог ф—÷льтра звичайно—„ ј–ѕ) виробл€—‘тьс€ код регулюванн€.  од регулюванн€ керу—‘ регульованими елементами з дискретним дв—÷йковим регулюванн€м. „исло таких елемент—÷в дор—÷вню—‘ числу розр€д—÷в коду регулюванн€ й у залежност—÷ в—÷д на€вност—÷ в даному розр€д—÷ N р нул€ або одиниц—÷ в—÷дпов—÷дний елемент регулюванн€ ма—‘ м—÷н—÷мальний або максимальний коеф—÷ц—÷—‘нт передач—÷. ” схем—÷ рис. 5 поклада—‘тьс€, що цими регульованими елементами —‘ каскади ѕѕ„ —÷з дискретним регулюванн€м (ѕѕ„ƒ–). ѕерепад коеф—÷ц—÷—‘нта передач—÷ елемента, що в—÷дпов—÷да—‘ даному розр€дов—÷, сполучений з—÷ старшинством розр€ду.

Uвх Uвих Uвих ¬”




Nр т»∆N Nвих



–ис. 5. ‘ункц—÷онльна схема зворотньо—„ системи ÷ј–ѕ


Ќехай число регульованих елемент—÷в п = 6 —÷ в—÷дпов—÷дно код регулюванн€ -шестирозр€дний. ћаксимальне значенн€ шестирозр€дного дв—÷йкового коду


N р max = 25 + 24 + 23 + 22 + 2 +1 = 63

( Nр = ап-1 2n-1 + а n-2 2 n-2 +...+ а n-1 2n-1 + ...+а1 2 1 + а0 20,


де аj = 0 або 1 ). Ќехай загальний динам—÷чний д—÷апазон регулюванн€ посиленн€ Gр - 126 дЅ. “од—÷ ц—÷на молодшого розр€ду т = Gp/Np max = 126/63 =2 дЅ.

ƒл€ —÷-го регульованого елемента перепад посиленн€ G pi =т2 n-1 дЅ,

“аким чином, регульован—÷ елементи повинн—÷ давати наступн—÷ перепади п—÷дсиленн€ (див. табл. 3.1).


“аблиц€ 3.1.

–∆

1

2

3

4

5

6

¬сього

G р1,дЅ

64

32 32

16

8

4

2

126


÷—÷на молодшого розр€ду визнача—‘ дос€жну точн—÷сть регулюванн€ при —÷деальн—÷й робот—÷ вс—÷х —÷нших елемент—÷в схеми. ¬ принцип—÷ можна мати €к завгодно високу точн—÷сть роботи ÷ј–ѕ. тому що цифрова схема запам'€товуванн€ Np —‘ —÷деальним —÷нтегратором —÷ забезпечу—‘ систем—÷ "астив—÷сть астатизму.

–озгл€немо коротко особливост—÷ ампл—÷тудних характеристик регульованого п—÷дсилювача при д—÷—„ ј–ѕ (рис. 6. јмпл—÷тудна характеристика регулюванн€ п—÷дсиленн€ ). якщо система ј–ѕ в—÷дсутн€ (крива 1), то, починаючи з де€кого значенн€ Uвх n з'€вл€—‘тьс€ перевантаженн€ п—÷дсилювача —÷ його здатн—÷сть передавати зб—÷льшенн€ напруги Uвх губитьс€. ѕри цьому ампл—÷тудна модул€ц—÷€ вх—÷дно—„ напруги спотворю—‘тьс€ або усува—‘тьс€ зовс—÷м.

ѕри на€вност—÷ незатримано—„ системи ј–ѕ (крива 2) коеф—÷ц—÷—‘нт п—÷дсиленн€ почина—‘ зменшуватис€ з по€вою напруги Uвх , однак скривленн€ ампл—÷тудно—„ характеристики ще не св—÷дчить про перекручуванн€ јћ-сигналу, €кщо система ј–ѕ —÷нерц—÷йна. «ображен—÷ на рис. 6 ампл—÷тудн—÷ характеристики —‘ статичними —÷ зн€т—÷ при пов—÷льн—÷й зм—÷н—÷ напруги Uвх, тобто при замкнут—÷й систем—÷ ј–ѕ. –∆нерц—÷йна система ј–ѕ не замика—‘тьс€ дл€ складових корисно—„ модул€ц—÷—„ —÷ тому, захищаючи п—÷дсилювач в—÷д перевантаженн€, спри€—‘ неспотвореному в—÷дтворенню ц—÷—‘—„ корисно—„ модул€ц—÷—„ сигналу на виход—÷. ѕри на€вност—÷ затримано—„ (або п—÷дсилено-затримано—„) системи ј–ѕ (крива 3) коеф—÷ц—÷—‘нт п—÷дсиленн€ слабких сигнал—÷в (U вх < Uвхmin) не знижу—‘тьс€ й ампл—÷тудн—÷ характеристики п—÷дсилювача без ј–ѕ —÷ з ј–ѕ зб—÷гаютьс€ за умови U вх < Uвх min. ѕочинаючи з де€кого значенн€ U вх ј–ѕ, сам ланцюг ј–ѕ почина—‘ перевантажуватис€ —÷ його стаб—÷л—÷зуюча д—÷€ послабл€—‘тьс€.

≈лементи систем ј–ѕ

” загальному випадку в систему ј–ѕ вход€ть регулю—‘м—÷ елементи, ампл—÷тудний детектор —÷з примусовим зсувом (затримкою) або без нього, ф—÷льтри —÷ додатков—÷ п—÷дсилювач—÷ на зм—÷нному або пост—÷йному струм—÷ (до детектора ј–ѕ або п—÷сл€ нього). —пециф—÷чними тут —‘ регулю—‘м—÷ елементи, тому дал—÷ вони розгл€даютьс€ б—÷льш докладно. «вичайно застосовуютьс€ чисто електричн—÷ методи регулюванн€. ќсновними з них можна вважати наступн—÷ [9]:

  1. зм—÷на п—÷дсилювальних параметр—÷в активних прилад—÷в шл€хом додатка регулюючо—„ напруги Uр до —„хн—÷х електрод—÷в. ѕри цьому зм—÷ню—‘тьс€ режим роботи активного приладу, тому под—÷бн—÷ способи зм—÷ни посиленн€ —÷нод—÷ називають режимними;
  2. використанн€ аттенюатор—÷в. що включаютьс€ в тракт проходженн€ сигналу —÷ керованих регулюючою напругою U;

3) застосуванн€ керованих ланцюг—÷в негативного зворотного зв'€зку. ѕри цьому регулююча напруга U р вплива—‘ на елементи, що визначають коеф—÷ц—÷—‘нт передач—÷ ланцюга зворотного зв'€зку ќ≤ = U oc / Uвих , що приводить до зм—÷ни посиленн€ п—÷дсилювача, охопленого негативним зворотн—÷м зв'€зком;

4) зм—÷на навантажувальних опор—÷в п—÷дсилювальних каскад—÷в шл€хом застосуванн€ керованих опор—÷в тј‘ варикап—÷в, варистор—÷в, д—÷од—÷в, б—÷пол€рних —÷ польових транзистор—÷в.

¬икористовуютьс€ —÷ комб—÷нован—÷ схеми регулюванн€, що по—‘днують к—÷лька перерахованих метод—÷в регулюванн€.

ѕриведемо к—÷лька конкретних приклад—÷в р—÷зних регулювань посиленн€. –ежимн—÷ регулюванн€ найкраще реал—÷зуютьс€ стосовно до польових транзистор—÷в —÷ електронних ламп. ” цих прилад—÷в крут—÷сть S залежить в—÷д напруги м—÷ж затвором —÷ джерелом (с—÷ткою —÷ катодом), причому в област—÷ напруг, де струми затвора або керуючо—„ с—÷тки в—÷дсутн—÷. ÷е дозвол€—‘ подачею U у ланцюг затвора або керуючо—„ с—÷тки регулювати посиленн€ каскаду практично без витрати потужност—÷ в—÷д джерела напруги U.

ѕринципов—÷ схеми введенн€ напруги U стосовно до польових транзистор—÷в приведен—÷ на рис. 7. ” схем—÷ рис. 7, а регулююча напруга вводитьс€ в ланцюг затвора через —R - ф—÷льтр, що волод—÷—‘ малою пост—÷йно—„ часу —÷ призначений т—÷льки дл€ ф—÷льтрац—÷—„ складових несущо—„ частоти сигналу. Ќапруга U ма—‘ негативний знак, тому що використову—‘тьс€ транзистор з n-каналом, а зб—÷льшенн€ Uр повинне приводити до зниженн€ крутизни.

” схем—÷ рис. 7, б напруга Uр вводитьс€ в ланцюг другого затвора двухзатворного транзистора з р-каналом. ¬ обох випадках при Uр - 0 положенн€ робочо—„ точки визнача—‘тьс€ автоматичним зсувом за рахунок опору Ru, (|≈0| = –∆оRu). ÷е оп—÷р, створюючий зворотн—÷й зв'€зок на пост—÷йному струм—÷, перешкоджа—‘ зм—÷н—÷ крутизни S при вплив—÷ U —÷ тому —÷нод—÷ виключа—‘тьс€ з—÷ схеми регульованого каскаду. ” цьому випадку початкова напруга зсуву пода—‘тьс€ по ланцюгу напруги Uр (U = ≈0 при непрацююч—÷й систем—÷ ј–ѕ).






ƒл€ п—÷дсилювач—÷в на польових транзисторах можна вважати, що залежн—÷сть коеф—÷ц—÷—‘нта п—÷дсиленн€ в—÷д напруги U  0 (U) ц—÷лком визнача—‘тьс€ залежн—÷стю S (Uр), тому що  о = SRе , а Rе  = const.

” схемах п—÷дсилювач—÷в на б—÷пол€рних транзисторах регулююча напруга звичайно вводитьс€ в ланцюг бази (рис. 8. а,б —хеми п—÷дсилювач—÷в на б—÷пол€рних транзисторах) з такою пол€рн—÷стю, щоб його зб—÷льшенн€ зменшувало колекторний струм –∆к транзистора. Ќизькочастотна крутизна S0 б—÷пол€рного транзистора, його вх—÷дна g —÷ вих—÷дна g1 пров—÷дност—÷, а також пост—÷йна часу t залежать в—÷д струму –∆к так, €к показано на рис. 9. “аким чином, при зб—÷льшенн—÷ напруги Uр буде зменшуватис€ струм –∆к, а також крутизна S0, що —÷ потр—÷бно дл€ зд—÷йсненн€ ј–ѕ. ќднак одночасно зменшуютьс€ вх—÷дна —÷ вих—÷дна пров—÷дност—÷, що приводить до росту п—÷дсиленн€ попереднього —÷ даного каскад—÷в.

« розгл€ду цих ефект—÷в виплива—‘, що режимне регулюванн€ б—÷пол€рних транзистор—÷в утруднене за рахунок впливу протилежно зм—÷нюючихс€ параметр—÷в. Ќеобх—÷дно, щоб визначальною була зм—÷на крутизни S0. ÷—÷й умов—÷ звичайно задов—÷льн€ють транзистори з великим значенн€м ќ≤ = h21 е (коеф—÷ц—÷—‘нт передач—÷ струму в схем—÷ ќ≈) —÷ малим опором бази rб. –егулююча здатн—÷сть залежить в—÷д робочо—„ частоти. Ќа дан—÷й робоч—÷й частот—÷ модуль крутизни


,


причому т зм—÷ню—‘тьс€ так само, €к —÷ S0 (див.рис. 9).

якщо , то S >>S0, але при режимне регулюванн€ взагал—÷ неможливе, тому що |S| переста—‘ залежати в—÷д –∆к.

¬ основ—÷ регульованого п—÷дсилювача, зображеного на рис. 8, б, лежить часто використовувана в прийомн—÷й техн—÷ц—÷ диференц—÷альна м—÷кросхема в особливому включенн—÷. “ранзистори V“3 —÷ V“2 утворюють каскодне з'—‘днанн€. –егулююча напруга пода—‘тьс€ на базу транзистора V“1. ѕри п—÷двищенн—÷ напруги Uр транзистор V“1 усе б—÷льше в—÷дмика—‘тьс€, його струм зб—÷льшу—‘тьс€. ќдночасно пада—‘ колекторний струм транзистора V“2, тому що сума цих струм—÷в дор—÷вню—‘ току транзистора V“3 —÷ практично пост—÷йна. “аким чином, регулюванн€ п—÷дсиленн€ в—÷дбува—‘тьс€ за рахунок непр€мого впливу напруги Uр на струм —÷ крутизну транзистора VT2 завд€ки перерозпод—÷лов—÷ струму транзистора V“3, м—÷ж транзисторами V“1 ,V“

«—÷ сказаного виплива—‘, що на п—÷дстав—÷ залежностей (звичайно експериментальних), зображених на рис. 9, можна побудувати залежн—÷сть K0(Ik)=S(Ik)Rek(Ik), а пот—÷м перерахувати зм—÷ни колекторного струму –∆к у зм—÷ни регулюючо—„ напруги Uр —÷ одержати залежн—÷сть  0 (Uр). ƒ—÷апазон зм—÷ни коеф—÷ц—÷—‘нта п—÷дсиленн€ одного каскаду при режимному регулюванн—÷ не може перевищувати де€ко—„ меж—÷, обумовлено—„ просочуванн€м сигналу через майже закритий транзистор (паразитн—÷ —‘мност—÷) —÷ припустимим максимальним струмом через нього. «вичайно не вда—‘тьс€ одержати зм—÷ни посиленн€ на один каскад б—÷льш н—÷ж у 60тјж80 раз—÷в, а з урахуванн€м припустимих нел—÷н—÷йних перекручувань що обгина—‘ тј‘ у 15тјж 20 раз—÷в.



Ќа рис. 10. приведено приклади керованих атенюатор—÷в, €к—÷ використовуютьс€ €к регулю—‘м—÷ елементи систем ј–ѕ. Ќа рис. 3.10, а зображена схема двухланкового д—÷одного аттенюатора. ƒ—÷оди VD1 —÷ VD2 при в—÷дсутност—÷ напруги U максимально в—÷д—÷мкнут—÷ в—÷д'—‘мною напругою, що зн—÷ма—‘тьс€ з д—÷льника R1R ѕри цьому коеф—÷ц—÷—‘нт передач—÷ максимальний, тому що внутр—÷шн—÷й оп—÷р д—÷од—÷в м—÷н—÷мальний. ¬ м—÷ру зб—÷льшенн€ напруги Uр д—÷оди п—÷дзапираютс€, —„хн—÷ опори зб—÷льшуютьс€ —÷ коеф—÷ц—÷—‘нт передач—÷ пада—‘. ¬—÷дношенн€ Kmax/Kmin        може дос€гати 103 на не дуже висок—÷й робоч—÷й частот—÷. ¬арто враховувати, що при сильних сигналах д—÷оди працюють в област—÷ велико—„ кривизни —„хн—÷х характеристик —÷ нел—÷н—÷йн—÷ перекручуванн€ можуть дос€гати неприпустимих значень. « урахуванн€м цього не рекоменду—‘тьс€ зм—÷нювати коеф—÷ц—÷—‘нт передач—÷ одного осередку аттенюатора б—÷льш н—÷ж у 60тјж 70 раз—÷в. Ќа рис. 3.10, б роль регульованого опору гра—‘ польовий транзистор V“ (R тј‘ оп—÷р, що гасить). –егульований польовий транзистор встановлю—‘тьс€ в режим мало—„ напруги на стоц—÷ —÷ працю—‘ на д—÷л€нц—÷ вих—÷дно—„ характеристики, розташовано—„ до крапки перегину. ” цьому режим—÷ польовий транзистор ма—‘ внутр—÷шн—÷й оп—÷р, що залежить в—÷д напруги на затвор—÷.

ѕри слабкому сигнал—÷ Uр = 0 —÷ транзистор замкнений.  оеф—÷ц—÷—‘нт передач—÷ при цьому максимальний. ѕо м—÷р—÷ зб—÷льшенн€ сигналу п—÷двищу—‘тьс€ напруга Uр (у даному випадку Uр < 0, тому що транзистор ма—‘ р-канал) —÷ транзистор в—÷дмика—‘тьс€, знижуючи св—÷й внутр—÷шн—÷й оп—÷р. ѕерепад опор—÷в, що да—‘тьс€ польовим транзистором з —÷зольованим затвором, може бути дуже великим (R—÷ т…» 700 кќм + 500 ќм). ¬—÷дношенн€ Kmax/Kmin дл€ одн—÷—‘—„ ланки може дос€гати 103 √Ј 3 ¬Ј 103 при пор—÷вн€но невеликих нел—÷н—÷йних перекручуванн€х, тому що транзистор саме при великих сигналах працю—‘ в област—÷ найвищо—„ л—÷н—÷йност—÷ характеристик. ÷е характерно дл€ схем, у €ких регульован—÷ елементи сто€ть в паралельних г—÷лках аттенюатора.

ѕерех—÷дн—÷ процеси, ст—÷йк—÷сть, перекручуванн€ комплексно—„ огинаючо—„ сигналу при д—÷—„ ј–ѕ багато в чому залежать в—÷д "астивостей —÷ виду ф—÷льтра, що входить у систему ј–ѕ. ¬ основному використову—‘тьс€ одноланковий R—-ф—÷льтр низьких частот (рис. 11 ,а). ¬—÷н да—‘ апер—÷одичний процес установленн€ п—÷дсиленн€ —÷ забезпечу—‘ ст—÷йк—÷сть системи, €кщо —‘ —‘диною —÷нерц—÷йною ланкою. –—÷дше застосову—‘тьс€ двухланковий R—-ф—÷льтр низьких частот (рис. 11, б), що да—‘ апер—÷одичний процес установленн€ т—÷льки при визначеному сп—÷вв—÷дношенн—÷ пост—÷йних часу ланок —÷ не забезпечу—‘ абсолютно—„ ст—÷йкост—÷ системи ј–ѕ. ќднак в—÷н може забезпечити велику швидк—÷сть перех—÷дного процесу. ¬икористовуютьс€ також одноланков—÷ корегован—÷ R—-ф—÷льтри низьких частот (рис. 11 ,б). ѕод—÷бний ф—÷льтр по пор—÷вн€нню з ф—÷льтром рис. 11, а да—‘ менше фазовий зсув м—÷ж напругами U2 —÷ U1 при б—÷льшому коеф—÷ц—÷—‘нт—÷ передач—÷ в област—÷ вищих частот ќйт∆“т»ё [ при Kфт∆“R2/(R1+R2) ]. ¬ спец—÷альних випадках може застосовуватис€ ф—÷льтр у вид—÷ подв—÷йного “-образного моста (рис. 11, г), що ма—‘  ф = 0 на частот—÷ балансу. „астоту балансу беруть р—÷вн—÷й частот—÷ корисно—„ модул€ц—÷—„ сигналу. –∆нод—÷ роль ф—÷льтра, що визнача—‘ —÷нерц—÷йн—÷сть системи ј–ѕ, гра—‘ навантажувальний ланцюг детектора ј–ѕ, тобто використову—‘тьс€ —÷нерц—÷йний детектор.

” системах з безперервним сигналом регулююча напруга утворитьс€ звичайно в результат—÷ детектуванн€ коливань високо—„ або пром—÷жно—„ частоти, тому що воно повинно бути пропорц—÷йно ампл—÷туд—÷ несучо—„. «окрема, €к детектор ј–ѕ може використовуватис€ детектор каналу сигналу з додаванн€м ланцюг—÷в, що дозвол€ють зд—÷йснити затримку. ” системах з —÷мпульсним сигналом, коли ампл—÷туда вих—÷дних в—÷део—÷мпульс—÷в пропорц—÷йна ампл—÷туд—÷ рад—÷о—÷мпульс—÷в на вход—÷ приймача (нема—‘ в—÷деообмежник—÷в), можуть використовуватис€ в—÷део—÷мпульсн—÷ детектори ј–ѕ, —÷нерц—÷йн—÷ по в—÷дношенню до огинаючо—„ в—÷део—÷мпульсно—„ посл—÷довност—÷ або без—÷нерц—÷йн—÷.

¬ —÷мпульсних системах знаход€ть також застосуванн€ ключов—÷ детектори —÷ детектори з—÷ скиданн€м (—÷з примусовим розр€дом —‘мност—÷ навантаженн€ перед приходом кожного —÷мпульсу). ÷—÷ детектори "асне кажучи —‘ розширниками —÷мпульс—÷в (в—÷д ѕƒи до “п, де “п тј‘ пер—÷од повторенн€ —÷мпульс—÷в) —÷ —„х не сл—÷д розгл€дати €к —÷нерц—÷йн—÷ ланки. ѕод—÷бн—÷ детектори дозвол€ють п—÷двищити ст—÷йк—÷сть системи ј–ѕ —÷ домогтис€ велико—„ глибини регулюванн€. ћожуть застосовуватис€ —÷ транзисторн—÷ детектори з обл—÷ком "астивих —„м недол—÷к—÷в, що дозвол€ють п—÷двищити ефективн—÷сть системи ј–ѕ без спец—÷альних п—÷дсилювач—÷в [9].



” системах ј–ѕ звичайно використовуютьс€ п—÷дсилювач—÷ пост—÷йно—„ напроти (ѕѕЌ). ¬они мають верхню граничну частоту Fв<<F м де Fм тј‘ частота модул€ц—÷—„, —÷ тому можуть мати високий коеф—÷ц—÷—‘нт п—÷дсиленн€. ∆ивленн€ ѕѕЌ повинне зд—÷йснюватис€ таким чином, щоб була регулююча напруга необх—÷дно—„ пол€рност—÷. ¬их—÷дний оп—÷р ѕѕЌ бажано мати €комога меншим (дл€ виключенн€ додатково—„ —÷нерц—÷йно—„ ланки), тому —÷нод—÷ €к вих—÷дний каскад ѕѕЌ використовують ем—÷ттерний повторювач або каскад —÷з глибоким негативним зворотним зв'€зком по напруз—÷ [9].


2. ћетодика розрахунку зворотньо—„ системи ј–ѕ


—истема ј–ѕ зворотнього регулюванн€ представл€—‘ собою не л—÷н—÷йну систему автоматичного регулюванн€. ѕроцеси в так—÷й систем—÷ описуютьс€ нел—÷н—÷йними диференц—÷йними р—÷вн€нн€ми. –—÷шенн€ цього р—÷вн€нн€ дуже гром—÷здке та важке, але воно сутт—‘во спрощу—‘тьс€ при л—÷н—÷йн—÷й —÷ експонц—÷альн—÷й апроксимац—÷—„ регулюючо—„ характеристики. –’ Ѕлизька до л—÷н—÷йн—÷й –’ "астива регулю—‘мим каскадам на польових —÷ б—÷пол€рних транзисторах, а також багатьом потенц—÷ометричним регул€торам "астивих –’, близько до експоненц—÷альним[15].

ѕри л—÷н—÷йн—÷й апроксимац—÷—„ –’ зм—÷нючим в процес—÷ ј–ѕ коеф—÷ц—÷—‘нт п—÷дсиленн€ (передач—÷)


, (2)


де - коеф—÷ц—÷—‘нт п—÷дсиленн€ –ѕ при управл€ючим напругою ;

- значенн€ , при коротк—÷й верта—‘тьс€ в нуль.

¬ реальних схемах глубина регулюванн€ обмежена, тому не бува р—÷вним нулю. –обоча д—÷л€нка характеристики розташову—‘тьс€ в—÷ще ос—÷ напруги . «верху в—÷н обмежений найб—÷льшим п—÷дсиленн€м (.

јмп—÷тудна характеристика пристро—„в з ј–ѕ. јмпл—÷туда вих—÷дно—„ напруги п—÷дсилювача с л—÷н—÷йною –’


. (3)

ѕри асимптотично пр€му—‘ до при незатриман—÷й ј–ѕ —÷ до при затриман—÷й ј–ѕ. ¬ цьому випадку - статичний коеф—÷ц—÷—‘нт передач—÷ ланцюга зворотньому звтјў€зку; -коеф—÷ц—÷—‘нт п—÷дсиленн€ п—÷дсилювача ј–ѕ; - коеф—÷ц—÷—‘нт передач—÷ детектора ј–ѕ; - коеф—÷ц—÷—‘нт передач—÷ ф—÷льтру ј–ѕ; - напруга затримки ј–ѕ.

¬ реальних системах при великих вх—÷дних сигналах ампл—÷тудн—÷ характеристики також проход€ть полого, наближаючись до вказаних значень, до тих п—÷р, поки не виникнуть значн—÷ нел—÷н—÷йн—÷ викривленн€ або перегрузки €ких-небудь елемент—÷в –ѕ або ланцюгу зворотного звтјў€зку, або поки не призупинитьс€ зменшенн€ . ѕ—÷сл€ цього крутизна ампл—÷тудно—„ характеристики р—÷зко зроста—‘ , або дос€га—‘ пост—÷йност—÷ завд€ки обмеженн€ сигналу. ¬ д—÷апазон—÷ вих—÷дна напруга зм—÷ню—‘тьс€ по закону[15]


. (4)


ѕерех—÷дний процес в систем—÷ ј–ѕ. ѕри зм—÷нен—÷ любого параметру –ѕ та ланцюгу зворотнього звтјў€зку в пристро€х с ј–ѕ виника—‘ перех—÷дний процес, по зак—÷нченню €кого встановлюютьс€ статистичн—÷ значенн€ керованих величин та . ѕерех—÷дний процес може мати коливальний характер, €кщо неправильно вибрано к—÷льк—÷сть ланк—÷в ‘Ќ„ та —„х параметр—÷в. ¬ цьому випадку неможливий нормальний прийом сигнал—÷в.

Ќайб—÷льше широко використовуютьс€ ј–ѕ першого пор€дку, в €ких —÷сную—‘ т—÷льки одни елемент с пост—÷йною часу, значно перевищуючо—„ пост—÷йн—÷ часу —÷нших елемент—÷в. «вичайно таким елементом —‘ одноланковий ‘Ќ„ включений на виход—÷ без —÷нерц—÷йного детектора системи ј–ѕ. ѕерех—÷дний процес ј–ѕ першого пор€дку монотонний.

якщо задана довжина перех—÷дного процесу в систем—÷ ј–ѕ tј–ѕ при перепад—÷ ампл—÷туди D п , то максимально допустиме значенн€ пост—÷йно—„ часу ланцюгу ј–ѕ можливо вибрати з умов:


, (5)


де - коеф—÷ц—÷—‘нт —÷нтенсивност—÷ зворотнього звтјў€зку; - крутизна –’; - коеф—÷ц—÷—‘нт передач—÷ ланцюга зворотнього звтјў€зку; - ампл—÷туда вх—÷дного сигналу.

 оеф—÷ц—÷—‘нт в—÷дпов—÷да—‘ заданому значенню перепаду ампл—÷туд сигналу в—÷дносно м—÷н—÷мально—„ ампл—÷туди , при €к—÷й почина—‘ робити система ј–ѕ та . «наченн€ знаходить розрахунок, €кщо в—÷дома анал—÷тична залежн—÷сть (), або з граф—÷ка залежност—÷ (), €кий легко побудувати, використовуючи граф—÷к –ѕ.

¬икривленн€ модулюючого сигналу в приймач—÷ з ј–ѕ. ѕри не велик—÷й пост—÷йн—÷й часу виникають частотн—÷, фазов—÷ —÷ нел—÷н—÷йн—÷ викривленн€ модулюючого сигналу в приймачах сигнал—÷в з јћ. –—÷вень викривленн€ залежить в—÷д напруги сигналу на вход—÷.

ћ—÷н—÷мальне допустиме значенн€ пост—÷йно—„ часу ‘Ќ„ визнача—‘тьс€ р—÷вн€нн€м


, (6)

де представл€—‘ собою найменше з чисел

, (7)

- допустиме значенн€ глубини модул€ц—÷—„; - допустиме значенн€ коеф—÷ц—÷—‘нта гармон—÷к; - допустиме значенн€ фазового здвигу. «наченн€ , , , задають на м—÷н—÷мальн—÷й частот—÷ модулюючого сигналу . ћаксимальне значенн€ визначають з граф—÷ку залежност—÷ () [15].

ћетодика розрахунку. ¬их—÷дн—÷ данн—÷: границ€ зм—÷ни напруги сигналу на вход—÷ приймача, допустим—÷ границ—÷ зм—÷ни напруги сигналу на виход—÷.  р—÷м того, можуть бути задан—÷ швидкод—÷€ системи, р—÷вень вносимих перехресних та л—÷н—÷йних викривлень модулюючого сигналу, допустим—÷ зм—÷ни ј„’ ј–ѕ та —÷н. Ќа етап—÷ розробки структурно—„ схеми приймача вибирають спос—÷б регулюванн€ п—÷дсиленн€, к—÷льк—÷сть регулю—‘мих каскад—÷в та д—÷ленн€ напруги. –етельний розрахунок системи ј–ѕ виконують п—÷сл€ електричного розрахунку –ѕ в начальному режим—÷.

ѕор€док розрахунку[15]:

  1. ¬ибирають к—÷льк—÷сть регулю—‘мих каскад—÷в, враховуючи, що один каскад дозвол€—‘ отримати глубину регулюванн€ в—÷д 15 до 25 дЅ ( в залежност—÷ в—÷д вимог до стаб—÷льност—÷ його показник—÷в) . ѕри цьому щоб запоб—÷гти значних нел—÷н—÷йних викривлень напруги сигналу на вход—÷ каскад—÷в не повинно перевищуванн€ значенн€ пор€дку 10 м¬. якщо в приймач—÷ каскад—÷в ”—„ та ѕѕ„ недостатньо дл€ отриманн€ задано—„ глубини регулюванн€, тод—÷ можливо допом—÷жньо застосовувати регульован—÷ д—÷льники напруги.
  2. ¬ибирають граничн—÷ значенн€ струму колектора та , враховуючи, що дл€ п—÷двищенн€ ефективност—÷ регулюванн€ необх—÷дно зм—÷нити в широких межах, а дл€ покращенн€ —÷нших показник—÷в данн—÷ меж—÷ сл—÷д обмежити. “реба вважати, що допустиме значенн€ в високочастотних транзисторах мало—„ потужност—÷ не перевищу—‘ 3тјж5 мј. «вичайно вибирають = 1тјж2 мј. —трум в к—÷нцевих каскадах ѕѕ„ повинен бути не менше 0,25тјж0,3 мј, а в —÷нших каскадах детекторного тракта - не менше 0,1тјж0,2 мј. ѕриведен—÷ значенн€ €вл€ютьс€ ори—‘нтованими та залежать в—÷д конкретних умов. «вичайно
  3. ¬изначають коеф—÷ц—÷—‘нт дл€ кожного транзистора.
  4. Ќа основ—÷ результат—÷в розрахунку –ѕ завд€ки формул


,

,

.


¬изначають максимальне та м—÷н—÷мальне значенн€ добутк—÷в коеф—÷ц—÷—‘нт—÷в п—÷дсиленн€ вс—÷х регулю—‘мих каскад—÷в.

  1. «наход€ть значенн€ глибини регулюванн€ за формулою

. ¬раховуючи розкид параметр—÷в транзистор—÷в та погр—÷шност—÷ розрахунку, зменшують отримане значенн€ на 2тјж4 дЅ. якщо отримане значенн€ буде меншим розрахованого за формулою необх—÷дно зб—÷льшувати к—÷льк—÷сть регулю—‘мих каскад—÷в, €кщо це можливо, або зменшити (в допустимих значенн€х). якщо —÷ це не да—‘ бажаного результату, тод—÷ сл—÷д прим—÷нити допом—÷жне шунтуванн€ або в—÷дмовитись в—÷д регулюванн€ зм—÷ни режиму та прим—÷нити регулю—‘м—÷ д—÷льники напруги.

  1. ѕри розрахунку динам—÷чного режиму системи ј–ѕ необх—÷дно визначити пост—÷йну часу ф—÷льтру ј–ѕ та уточнити значенн€ та к—÷льк—÷сть регулю—‘мих каскад—÷в, враховуючи вимоги до перех—÷дного процесу та допустим—÷ викривленн€ модулюючого сигналу.
  2. якщо в приймальному пристро—„ з ј–ѕ необх—÷дно одночасно зберегти з високою точн—÷стю закон модул€ц—÷—„ та отримати малу пост—÷ну часу дл€ встановленн€ перех—÷дних процес—÷в, тод—÷ одночасно повинн—÷ виконуватись вимоги, . ¬ —÷ншому випадку необх—÷дно в—÷дкоректувати розрахунок стац—÷онарного режиму, зм—÷нивши початков—÷ данн—÷, або застосувавши в систем—÷ ј–ѕ б—÷льш складний ‘Ќ„, наприклад двухланковий [15].

¬исновок


  1. «роблено анал—÷з показник—÷в та характеристик —÷снуючих функц—÷ональних схем систем ј–ѕ.
  2. ѕроведений пор—÷вн€льний анал—÷з м—÷ж аналоговими та цифровими системами ј–ѕ, визначено р€д переваг цифрових ј–ѕ над аналоговими:

- незалежн—÷сть тривалост—÷ процесу встановленн€ необх—÷дного п—÷дсиленн€ в—÷д р—÷вн€ вх—÷дного сигналу;

- незалежн—÷сть регулюючих характеристик в—÷д розброс—÷в —÷ конкретних "астивостей ланцюга ј–ѕ —÷ регулю—‘мого п—÷дсилювача (при ц—÷лком цифровому виконанн—÷);

- можлив—÷сть встановленн€ необх—÷дного п—÷дсиленн€ п—÷сл€ прийому першого —÷мпульсу;

- астатизм —÷ збереженн€ встановленого п—÷дсиленн€ при перервах у прийом—÷ сигналу.

  1. ѕриведен—÷ конкретн—÷ приклади регулюванн€ п—÷дсиленн€ та принципов—÷ схеми регулюванн€ п—÷дсиленн€ в системах ј–ѕ.
  2. —пираючись на проведений анал—÷з р—÷зних схем ј–ѕ була синтезована схема ÷ј–ѕ, €ка задовольн€—‘ вимогам сучасного розвитку систем –– звтјў€зку.
  3. ѕриведено методику розрахуноку зворотньо—„ системи ј–ѕ.
—траницы: Ќазад 1 ¬перед